Einstellbare Konstantstromquelle

Eine Konstantstromquelle liefert einen Strom, der sich nicht darum schert, was für eine Last daranhängt. Ob 100 Ω oder 1 kΩ, ob warm oder kalt -- der Strom bleibt.

Das ist öfter gefragt, als man zunächst denkt: Hall-Elemente brauchen einen konstanten Biasstrom, weil die Hallspannung direkt proportional zum Strom ist. LEDs wollen eingeprägten Strom statt eingeprägter Spannung. Widerstandsthermometer, Dehnungsmessstreifen, Akkuladeschaltungen, Kennlinienmessungen -- überall dasselbe Muster.

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Dieser Artikel geht den Bereich durch, der in der Praxis am häufigsten gebraucht wird: 50 µA bis 100 mA. Darunter wird es zur Messtechnik, darüber zur Leistungselektronik -- beides folgt anderen Regeln.

Was eine Stromquelle von einem Vorwiderstand unterscheidet

Der naheliegende Versuch ist ein Widerstand in Reihe zur Last:

Das ist keine Stromquelle. Der Strom

hängt von der Lastspannung ab, und die ändert sich mit der Last. Bei einer LED, deren Flussspannung von Exemplar zu Exemplar um 200 mV streut, schlägt das voll durch. Ein Vorwiderstand begrenzt den Strom, er prägt ihn nicht ein.

Der Trick ist immer derselbe: Man braucht eine Referenzspannung, die man über einen Widerstand in einen Strom umwandelt, und eine Regelung, die diesen Strom festhält, egal was die Last macht. Alle folgenden Schaltungen sind Varianten dieses einen Gedankens -- sie unterscheiden sich nur darin, woher die Referenz kommt und wie gut die Regelung ist.

Die drei Kenngrößen

Bevor es an die Schaltungen geht, drei Begriffe, die in jedem Datenblatt stehen:

Compliance-Spannung. Der Spannungsbereich, in dem die Quelle ihren Strom noch halten kann. Jede reale Stromquelle braucht selbst etwas Spannung zum Arbeiten -- beim LM334 sind es 1 V, beim LM317 rund 3 V. Was darunter liegt, geht der Last verloren. Wer aus 5 V eine Stromquelle für eine 3,3-V-Last bauen will, hat mit dem LM317 bereits verloren.

Ausgangswiderstand. Die ideale Stromquelle hat einen unendlich hohen Innenwiderstand -- eine Spannungsänderung an ihren Klemmen ändert den Strom nicht. Reale Quellen kommen dem nur nahe. Der LM334 gibt 0,02 %/V an: Bei 1 mA Sollstrom ändert sich der Strom um 200 nA pro Volt, das entspricht einem Ausgangswiderstand von etwa 5 MΩ. Für Sensorbiasing völlig ausreichend.

Temperaturkoeffizient. Die Referenzspannung driftet mit der Temperatur, und der Strom driftet mit. Hier unterscheiden sich die Schaltungen am stärksten -- von absichtlich temperaturproportional (LM334) bis nahezu kompensiert (OPV mit Bandgap-Referenz).

Transistor mit Referenzspannung

Die klassische diskrete Lösung: Ein Transistor, dessen Basis auf einer festen Spannung liegt, und ein Emitterwiderstand.

Die Z-Diode hält die Basis auf \(U_Z\). Am Emitter steht dann \(U_Z - U_{BE}\), und dieser Wert liegt über \(R_E\):

Der Transistor regelt selbsttätig: Steigt der Strom, steigt die Spannung an \(R_E\), damit sinkt \(U_{BE}\) -- und der Strom geht zurück. Das ist eine Gegenkopplung, und sie ist der Grund, warum die Schaltung überhaupt funktioniert.

Der Haken ist die Temperatur. \(U_{BE}\) driftet mit etwa −2 mV/K. Bei \(U_Z - U_{BE} = 4{,}4\) V macht das rund 0,05 %/K -- erträglich. Bei kleiner Referenzspannung wird es dramatisch: Steht nur 1 V über \(R_E\), sind dieselben 2 mV/K schon 0,2 %/K.

Der elegante Ausweg ist eine rote LED statt der Z-Diode. Ihre Flussspannung liegt bei etwa 1,8 V und driftet mit denselben −2 mV/K wie \(U_{BE}\). In der Differenz heben sich die beiden Drifts weitgehend auf:

Wer stattdessen eine Z-Diode nimmt, sollte wissen: Unterhalb von etwa 5 V überwiegt der Zener-Effekt und der Temperaturkoeffizient ist negativ, oberhalb überwiegt der Lawinendurchbruch und er wird positiv. Eine 3,3-V-Z-Diode kompensiert \(U_{BE}\) also ähnlich gut wie die LED; eine 5,6-V-Type mit ihren etwa +2 mV/K macht die Drift dagegen schlimmer, weil sich beide Beiträge addieren.

Zweiter Punkt: Der Basisstrom fließt nicht durch \(R_E\) mit. Der eingestellte Strom ist der Emitterstrom, der Laststrom ist der Kollektorstrom, und dazwischen liegt der Faktor \(\alpha = \beta/(\beta+1)\). Bei \(\beta = 200\) sind das 0,5 % Fehler -- meist vernachlässigbar, bei kleinen \(\beta\) oder hohen Ansprüchen nicht.

Stromspiegel

Wenn man einen Strom kopieren statt einstellen will, ist der Stromspiegel das Mittel der Wahl:

Der linke Transistor ist als Diode geschaltet: Basis und Kollektor sind verbunden, der Referenzstrom fließt hindurch und stellt eine \(U_{BE}\) ein. Weil der rechte Transistor dieselbe \(U_{BE}\) sieht, führt er denselben Strom:

Das setzt allerdings voraus, dass die beiden Transistoren wirklich gleich sind. Schon 2 mV Unterschied in \(U_{BE}\) ergeben bei Raumtemperatur rund 8 % Stromfehler -- die exponentielle Shockley-Kennlinie ist gnadenlos. Zwei Transistoren aus derselben Tüte reichen dafür nicht; man braucht ein Transistorpaar in einem Gehäuse, das thermisch gekoppelt ist.

Deshalb ist der Stromspiegel die Standardlösung innerhalb integrierter Schaltungen -- dort liegen die Transistoren wenige Mikrometer nebeneinander auf demselben Chip -- und diskret eher die Ausnahme. Dazu kommt der Early-Effekt: Ändert sich die Kollektorspannung des Spiegeltransistors, ändert sich auch sein Strom ein wenig. Für Präzision gibt es Erweiterungen (Wilson-Spiegel, Kaskode), die diesen Einfluss unterdrücken.

Fertige ICs: LM334 und LM317

Für die meisten praktischen Fälle ist ein IC plus ein Widerstand die vernünftigste Lösung. Zwei decken zusammen fast den gesamten hier betrachteten Bereich ab:

LM334 -- 1 µA bis 10 mA

Der LM334 erzeugt eine Referenzspannung von etwa 67,7 mV bei 25 °C. Ein Widerstand macht daraus den Strom:

Die kleine Referenzspannung ist Vorteil und Nachteil zugleich. Vorteil: Es geht kaum Spannung verloren, die Quelle arbeitet schon ab 1 V. Nachteil: 67,7 mV lassen sich nur mäßig genau halten, und die Spannung ist proportional zur absoluten Temperatur -- der Strom steigt mit etwa +0,33 %/K. Wer das nicht will, muss kompensieren; wer einen Temperatursensor sucht, hat ihn geschenkt.

LM317 -- ab etwa 10 mA

Der LM317 ist eigentlich ein Spannungsregler, lässt sich aber als Stromquelle beschalten: Man legt \(R_{SET}\) zwischen OUT und ADJ, und der Regler hält über diesem Widerstand konstant seine Referenzspannung von 1,25 V.

Die zwanzigmal größere Referenzspannung macht ihn deutlich unempfindlicher gegen Störungen und Toleranzen. Bezahlt wird das mit der Compliance: Der LM317 braucht rund 3 V Eingangs-Ausgangs-Differenz, plus die 1,25 V über \(R_{SET}\). Aus 5 V Versorgung bleibt für die Last also kaum etwas übrig.

Nach unten begrenzt ihn sein eigener Ruhestrom (etwa 50 µA, der zusätzlich durch die Last fließt) und die Vorgabe eines Mindestlaststroms -- unterhalb von etwa 10 mA wird er ungenau. Der LM317M in TO-220 schafft 500 mA und ist für unseren Bereich reichlich dimensioniert.

OPV mit MOSFET -- wenn es genau sein muss

Die präziseste der einfachen Lösungen: Ein Operationsverstärker vergleicht die Spannung an einem Shuntwiderstand mit einer Referenz und stellt über einen MOSFET nach.

Der Reiz liegt darin, was in der Formel nicht vorkommt: Der MOSFET taucht nicht auf. Seine Schwellspannung, seine Temperaturdrift, seine Exemplarstreuung -- alles egal, solange der OPV genug Reserve hat, um nachzuregeln. Die Genauigkeit hängt nur noch an der Referenz und am Shunt, und beide bekommt man beliebig gut.

Ein MOSFET statt eines Bipolartransistors ist hier deshalb sinnvoll, weil sein Gate praktisch stromlos ist -- es gibt keinen Basisstrom, der den Ausgangsstrom verfälscht.

Drei Dinge sind zu beachten. Der Offset des OPV addiert sich direkt zur Referenzspannung; bei \(U_{ref} = 100\) mV und 2 mV Offset sind das 2 % Fehler, also lieber eine Referenz im Voltbereich wählen, wenn der Spannungsverlust am Shunt es zulässt. Der OPV muss rail-to-rail am Eingang arbeiten oder die Referenz weit genug über Masse liegen. Und die Schleife kann schwingen -- ein kleiner Widerstand von einigen hundert Ohm im Gate hilft, gelegentlich zusätzlich ein Kondensator in der Gegenkopplung.

Rechner

Gib den gewünschten Strom ein -- der Rechner zeigt für alle vier Varianten den nötigen Einstellwiderstand, den nächsten E24-Wert und den Strom, der sich damit tatsächlich einstellt.

Auswahl für 50 µA bis 100 mA

Zwei Randbedingungen, die man leicht übersieht:

Bei kleinen Strömen dominieren Leckströme und der Eigenverbrauch. Der LM317 zieht selbst rund 50 µA über den ADJ-Pin -- bei einem Sollstrom von 50 µA wäre das ein Fehler von 100 %. Deshalb steht er in der Tabelle erst ab 10 mA.

Bei großen Strömen dominiert die Wärme. Nicht im Einstellwiderstand -- der sieht nur die Referenzspannung --, sondern im Halbleiter. Bei 100 mA und 5 V Spannungsabfall über dem Regler sind das 0,5 W, und ein TO-220 ohne Kühlkörper wird dabei schon deutlich handwarm.

Weiterführendes

• LM334: Einstellbare Konstantstromquelle -- der Chip im Detail, mit Pinout und Temperaturkompensation
• Hall-Sensoren -- warum dort überhaupt ein Konstantstrom gebraucht wird
• Innenwiderstand -- reale Quellen, Thévenin und Norton; hier ist ein hoher Innenwiderstand das Ziel
• Spannungsteiler -- Belastung und Querstrom, das Gegenstück zur Stromquelle
• Shockley-Gleichung -- warum \(U_{BE}\) so empfindlich auf Temperatur reagiert