H-Brücke Deep Dive: High-Side, Low-Side und der Weg des Stroms

Die H-Brücke sieht auf dem Schaltplan harmlos aus: vier Schalter, ein Motor in der Mitte. Die interessante Physik steckt in den Fragen, die der Schaltplan nicht zeigt: Warum ist der obere Schalter so viel schwieriger anzusteuern als der untere? Wohin fließt der Motorstrom, wenn alle Schalter aus sind? Und warum brummt ein Antrieb, wenn die Totzeit zu groß ist?

Dieser Artikel geht die Kette einmal komplett durch -- von der Motorlast über die Brückentopologie bis ins Gate.

Der DC-Motor ist kein Widerstand

Der wichtigste Denkfehler zuerst: An den Klemmen eines Bürsten-DC-Motors liegen drei Dinge in Reihe, nicht eins.

• \(R\) -- der Wicklungswiderstand (Kupferverluste, Wärme).
• \(L\) -- die Wicklungsinduktivität. Sie sorgt dafür, dass der Strom nicht springen kann. Das ist der Schlüssel zu fast allem, was in diesem Artikel folgt.
• \(e = K_e\,\omega\) -- die Gegen-EMK, die induzierte Gegenspannung (in Datenblättern und englischer Literatur Back-EMF). Der drehende Rotor ist selbst ein Generator und erzeugt eine Spannung gegen die angelegte. Dabei ist \(\omega\) die Winkelgeschwindigkeit des Rotors und \(K_e\) die Spannungskonstante der Maschine (V pro rad/s -- im Datenblatt oft als „Drehzahlkonstante" \(k_V\), deren Kehrwert).

Daraus folgen zwei Dinge, die überraschen:

1. Ein frei drehender Motor zieht fast keinen Strom. Bei hoher Drehzahl ist \(e \approx V\), also \(I = (V-e)/R\) klein.
2. Ein blockierter Motor (Stall) zieht den vollen Kurzschlussstrom \(I = V/R\), weil keine Gegen-EMK gegenhält -- oft das 5- bis 10-fache des Nennstroms. Beispiel: Ein kleiner Getriebemotor mit \(R = 2\,\Omega\) an 6 V zieht frei laufend vielleicht 0,2 A -- blockiert 3 A. Hier stirbt eine Brücke, die den Fall nicht abkann.

Mechanisch gilt:

Dabei ist \(\tau\) das erzeugte Drehmoment, \(K_t\) die Drehmomentkonstante (Nm pro Ampere -- das mechanische Gegenstück zu \(K_e\)), \(J\) das Trägheitsmoment von Rotor plus Last und \(\tau_\text{Last}\) das von außen bremsende Lastmoment. Die zweite Gleichung ist schlicht Newton für die Drehbewegung: Das überschüssige Moment \(\tau - \tau_\text{Last}\) beschleunigt den Rotor samt Last, und das Trägheitsmoment \(J\) bestimmt, wie träge er der Beschleunigung folgt: \(d\omega/dt = (\tau - \tau_\text{Last})/J\).

Mini-Exkurs: Mechanik der Drehbewegung

Wer die lineare Mechanik kennt, kennt auch die rotatorische -- jede Größe hat ihren Zwilling:

linear	rotatorisch
Kraft \(F\) (N)	Drehmoment \(\tau\) (Nm)
Masse \(m\) (kg)	Trägheitsmoment \(J\) (kg·m²)
Geschwindigkeit \(v\) (m/s)	Winkelgeschwindigkeit \(\omega\) (rad/s)
\(F = m \cdot a\)	\(\tau = J \cdot \frac{d\omega}{dt}\)
Leistung \(P = F \cdot v\)	Leistung \(P = \tau \cdot \omega\)

Praktisch wichtig: \(\omega\) ist die Winkelgeschwindigkeit in rad/s, nicht die Drehzahl. Umrechnung von der Datenblatt-Drehzahl \(n\) (in U/min): \(\omega = 2\pi n / 60\) -- bei 3000 U/min also \(\omega \approx 314\) rad/s.

Woher kommt \(\tau = K_t\,I\)? Die Herleitung in drei Schritten

Die Gleichung fällt nicht vom Himmel -- dahinter steckt dieselbe Lorentzkraft, die auch den Hall-Sensor treibt:

1. Kraft auf einen Leiter: Auf einen Draht der Länge \(L\), der den Strom \(I\) senkrecht durch das Magnetfeld \(B\) führt, wirkt die Kraft \(F = B\,I\,L\) -- die Lorentzkraft \(q\,\vec v \times \vec B\), aufsummiert über alle driftenden Ladungsträger im Draht.
2. Vom Draht zum Drehmoment: Im Motor sitzt dieser Draht am Rotorumfang mit Hebelarm \(r\). Ein Leiter liefert \(\tau_1 = B\,I\,L\,r\); mit \(N\) aktiven Leitern also \(\tau = \underbrace{N\,B\,L\,r}_{K_t} \cdot I\). Das \(K_t\) ist damit reine Maschinen-Physik: Feldstärke des Magneten, Windungszahl, Geometrie.
3. Dieselbe Rechnung rückwärts: Dreht sich der Rotor, bewegt sich jeder Leiter mit \(v = r\,\omega\) durch dasselbe Feld -- und nach dem Induktionsgesetz entsteht pro Leiter die Spannung \(e_1 = B\,L\,v = B\,L\,r\,\omega\). Alle \(N\) in Reihe: \(e = \underbrace{N\,B\,L\,r}_{K_e} \cdot \omega\).

Dieselbe Konstante \(N B L r\) taucht zweimal auf -- einmal als Kraftwirkung, einmal als Induktionswirkung desselben Feldes auf dieselben Leiter. Deshalb ist \(K_t = K_e\) kein Zufall, sondern zwingend. Konsistenz-Check über die Leistung: \(P_\text{mech} = \tau\,\omega = K_t I \omega = e\,I\) -- exakt der Wandlungsterm der Energiebilanz weiter unten.

(Reale Maschinen haben Wicklungsfaktoren, Kommutierung und inhomogene Feldverteilung -- das alles steckt im Zahlenwert von \(K_t\), den das Datenblatt nennt. An der Struktur \(\tau = K_t I\) ändert es nichts.)

Die zentrale Einsicht: Die Spannung stellt (über die Gegen-EMK) die Drehzahl, der Strom das Drehmoment. In SI-Einheiten ist sogar \(K_t = K_e\) -- dieselbe Maschinenkonstante aus zwei Blickwinkeln. Deshalb regeln gute Antriebe Strom (= Moment), nicht Spannung.

Woher kommt die Gegen-EMK? Faraday, Lenz und die Energiebilanz

Den Betrag liefert das Induktionsgesetz (Faraday): Die Rotorwicklung bewegt sich durchs Statorfeld, der Fluss durch die Windung ändert sich, \(e = -\,d\Phi/dt\) -- über die Maschinengeometrie aufsummiert ergibt das \(e = K_e\,\omega\). Die Richtung steckt im Minuszeichen, und das ist die Lenzsche Regel (Lenz): Die induzierte Spannung wirkt ihrer Ursache entgegen -- deshalb „Gegen-EMK".

Lenz ist dabei nichts anderes als Energieerhaltung in Vorzeichenform. Multipliziert man die Motorgleichung mit \(I\), wird daraus die Leistungsbilanz:

\[\underbrace{V I}_{\text{elektrisch rein}} = \underbrace{R I^2}_{\text{Wärme}} + \underbrace{L I\,\tfrac{dI}{dt}}_{\text{Feldenergie}} + \underbrace{e\,I}_{=\,K_e\omega\, I \,=\, \tau\,\omega\;=\;\text{mechan. Leistung}}\]

Der Term \(e \cdot I\) ist die elektromechanische Wandlung: Die Gegen-EMK ist kein Störeffekt, sondern der Mechanismus, über den elektrische Leistung zu Drehmoment × Drehzahl wird. Ein Motor ohne Gegen-EMK wäre nur ein Heizwiderstand.

Mikroskopisch steckt dieselbe Kraft dahinter wie beim Hall-Effekt: die Lorentzkraft \(\vec F = q\,\vec v \times \vec B\) auf die Ladungsträger im bewegten Leiter. Beim Hall-Element schiebt sie die Träger quer zum Strom (Hallspannung), in der Motorwicklung längs des Drahts (induzierte Spannung). Gleiche Kraft, andere Geometrie.

Und weil \(e\) mit \(\omega\) wächst und den Strom drosselt, ist die Lenzsche Regel zugleich eine eingebaute Gegenkopplung: Der Motor beschleunigt genau so lange, bis \((V-e)/R\) nur noch den Strom fürs Lastmoment liefert. Der Stall-Fall (\(e = 0 \Rightarrow I = V/R\)) ist diese Regelung bei aufgetrenntem Kreis.

Michael Faraday (1791--1867) begann als Buchbinderlehrling ohne formale Ausbildung und wurde zum größten Experimentalphysiker seiner Zeit -- die Induktion (1831) und der Feldbegriff stammen von ihm. Mehr zu Faraday →

Heinrich Lenz (1804--1865) umsegelte als junger Schiffsphysiker die Welt, bevor er 1834 in St. Petersburg die Richtungsregel der Induktion formulierte -- Energieerhaltung als Vorzeichen. Mehr zu Lenz →

Die H-Brücke: vier Schalter, vier Zustände

Zwei Halbbrücken (vier Schalter), je ein Motoranschluss am Mittelpunkt:

Die Vollbrücke: zwei Zweige aus je zwei N-Kanal-MOSFETs (mit Body-Dioden), der Motor hängt zwischen den Schaltknoten A und B.

In der Praxis sind heute fast immer vier N-Kanal-MOSFETs verbaut -- N-Kanal hat bei gleicher Chipfläche einen deutlich kleineren \(R_{DS(on)}\) als P-Kanal. Und genau diese Entscheidung erzeugt das zentrale Ansteuerproblem des nächsten Abschnitts.

Weil die Brücke beide Spannungspolaritäten anlegen und in beide Richtungen Strom führen kann, arbeitet sie in allen vier Quadranten: antreiben und (generatorisch) bremsen, vorwärts wie rückwärts. Das unterscheidet sie von der einfachen Halbbrücke oder gar dem einzelnen Low-Side-Schalter.

High-Side vs. Low-Side: der entscheidende Unterschied

Ein MOSFET schaltet über die Spannung zwischen Gate und Source: \(V_{GS} \gtrsim 10\,\text{V}\) (bzw. 4--5 V bei Logic-Level-Typen) macht ihn leitend. Das Gate wird also immer relativ zur Source angesteuert -- und da liegt der Unterschied:

Low-Side ist einfach. Die Source des unteren MOSFETs liegt fest auf Masse. „Gate auf 10 V gegen Masse" -- das kann fast jede Schaltung, zur Not ein Mikrocontroller-Pin mit Verstärkung.

High-Side ist das Problem. Die Source des oberen MOSFETs ist der Schaltknoten -- der Verbindungspunkt zwischen High-Side und Low-Side eines Zweigs, an dem auch der Motoranschluss hängt (im Schaltbild oben: Knoten A bzw. B). Wichtig gegen ein naheliegendes Missverständnis: Der gelegentlich benutzte Name „Brücken-Mittelpunkt" meint das topologische Mittendrin, nicht die halbe Busspannung. Im Gegenteil -- dieser Knoten liegt nie lange auf einem Zwischenwert, sondern springt im Betrieb ständig zwischen \(\approx 0\) und \(\approx V_\text{Bus}\) hin und her (deshalb englisch Switching Node). Um den High-Side einzuschalten, braucht das Gate \(V_\text{Bus} + 10\,\text{V}\) -- mehr als die höchste Spannung im System. Diese Spannung muss erst einmal erzeugt werden, und die Ansteuerlogik muss einem Bezugspunkt folgen, der mit hoher Flankensteilheit (\(dV/dt\) von einigen V/ns) herumspringt.

Genau das ist die Existenzberechtigung von Gatetreiber-ICs. Die üblichen Lösungen:

Bootstrap -- der Standard

Ein Kondensator (\(C_\text{Boot}\)) hängt zwischen Switching Node und einer Diode zur Versorgung. Ist der Low-Side an (Node auf Masse), lädt sich der Kondensator über die Diode auf \(\approx V_{CC}\). Schaltet dann der High-Side ein, „reitet" der geladene Kondensator auf dem Node mit nach oben und stellt die Gate-Spannung oberhalb von \(V_\text{Bus}\) bereit.

Elegant und billig -- aber mit eingebauter Bedingung: Der Low-Side muss regelmäßig einschalten, sonst wird \(C_\text{Boot}\) nie nachgeladen. Daraus folgt:

• 100 % Tastgrad geht nicht (dauerhaft High-Side an = Bootstrap hungert aus). Wer einen Rotor stillstehend halten will (Positionierung, Servo), stößt hier an die Grenze.
• Bei sehr niedriger Schaltfrequenz entlädt Leckstrom den Kondensator.

Bootstrap-Prinzip: Ist der Low-Side an (Schaltknoten ≈ 0 V), lädt sich C_Boot über D_Boot auf V_CC. Schaltet der High-Side ein, reitet der Kondensator auf dem Knoten mit und versorgt die High-Side-Stufe oberhalb von V_Bus.

Zur Dimensionierung die Kurzfassung: \(C_\text{Boot}\) muss bei jedem High-Side-Einschalten die Gate-Ladung \(Q_G\) des MOSFETs liefern, ohne selbst stark einzubrechen -- als Faustregel \(C_\text{Boot} \gtrsim 10 \cdot Q_G / \Delta V_\text{erlaubt}\), plus Reserve für Leckströme bei langen High-Phasen.

Ladungspumpe

Eine kleine interne Ladungspumpe erzeugt die Überspannung kontinuierlich -- langsamer, aber ohne die Bootstrap-Bedingung. Viele Treiber-ICs kombinieren beides: Bootstrap für die Dynamik, Ladungspumpe für 100 %-Betrieb.

Isolierte Gatetreiber

Bei höheren Spannungen und in „ernsten" Antrieben trennt man die High-Side komplett galvanisch ab -- das ist die Klasse der isolierten Gatetreiber. Zwei Dinge müssen dann über die Isolationsbarriere:

• Das Signal wird induktiv (integrierter Mikro-Übertrager bzw. Impulstransformator) oder kapazitiv (On-Chip-Isolationskondensatoren) übertragen -- klassisch auch optisch per Optokoppler, der aber bei Geschwindigkeit und Alterung zunehmend den induktiven/kapazitiven Barrieren weicht.
• Die Versorgung der High-Side-Stufe kommt aus einem kleinen isolierten DC/DC-Wandler (oder einer eigenen Wicklung).

Aufwendig, aber ohne Tastgrad-Grenzen, mit sauberer Potentialtrennung -- und die Qualität der Barriere ist genau das, was die CMTI-Angabe im Datenblatt beziffert.

Der Level-Shifter und CMTI

Das Signal („schalte jetzt ein") muss ebenfalls vom Masse-Bezug auf den springenden Node-Bezug übersetzt werden -- der Level-Shifter im Treiber-IC. Und der hat eine kritische Kenngröße: die CMTI (Common-Mode Transient Immunity), also wie viel \(dV/dt\) des Nodes er verträgt, ohne einen Puls zu verschlucken oder einen falschen zu erzeugen. Schaltet die Brücke schnell (kleine Schaltverluste!), steigt das \(dV/dt\) -- und ein Level-Shifter mit zu wenig CMTI triggert falsch. Schnelligkeit und Störfestigkeit sind hier direkte Gegenspieler.

PWM: die Brücke fährt nie statisch

Gefahren wird per PWM: Die mittlere Klemmenspannung ist \(V_\text{avg} = D \cdot V_\text{Bus}\) (Tastgrad \(D\)). Die Induktivität \(L\) und die Rotorträgheit \(J\) mitteln das Rechteck zu glattem Strom und glatter Drehzahl -- der Motor ist sein eigener Tiefpass. Faustregeln:

• Höhere PWM-Frequenz oder mehr Induktivität → weniger Stromwelligkeit. Übliche Frequenzen: 16--50 kHz (oberhalb des Hörbereichs, unterhalb der Schaltverlust-Schmerzgrenze).
• Die Welligkeit kostet: sie erzeugt zusätzliche Kupfer- und Eisenverluste und moduliert das Drehmoment.

Zwei PWM-Strategien

Wie man die vier Schalter taktgesteuert kombiniert, ist eine echte Designentscheidung:

Sign-Magnitude (unipolar). Ein Zweig taktet, der andere steht fest (z. B. Low-Side dauerhaft an). Das Vorzeichen der Spannung wählt man über die Zweig-Rollen, den Betrag über den Tastgrad -- daher der Name. Vorteile: wenig Stromwelligkeit, einfacher. Nachteil: Um die Drehrichtung zu wechseln, müssen die Zweige umkonfiguriert werden, und um Null herum wird die Steuerung unstetig.

Locked Anti-Phase (bipolar). Beide Zweige takten komplementär mit einem Steuersignal: \(D = 50\,\%\) heißt Stillstand (\(V_\text{avg} = (2D-1) \cdot V_\text{Bus}\)), mehr heißt vorwärts, weniger rückwärts. Vorteile: nahtloser, stetiger Nulldurchgang -- ideal für Regelung und Positionierung. Nachteile: volle Spannungswechsel an der Wicklung → mehr Stromwelligkeit, und der Motorstrom wechselt regelmäßig das Vorzeichen -- womit die Totzeit-Verzerrung (unten) voll zuschlägt.

Freilauf: der Strom muss weiter

Jetzt der Knackpunkt, der die halbe Gatetreiber-Welt erklärt. In der PWM-Aus-Phase schaltet der High-Side ab -- aber \(L\,\frac{dI}{dt}\) lässt den Motorstrom nicht auf null springen. Er muss im Kreis weiterfließen: Freilauf.

Die Induktivität des Motors zwingt den Strom während der „Aus"-Zeit durch die anderen Bauteile der Brücke.

Wohin genau, ist eine Designentscheidung -- die Decay-Modi:

Slow Decay (Rezirkulation). Beide Low-Side-Schalter an (oder beide High-Side): Der Motor ist kurzgeschlossen, der Strom kreist durch die beiden unteren Schalter und klingt nur langsam ab (Zeitkonstante \(L/R\), getrieben nur von Gegen-EMK und Widerstand). Wenig Stromwelligkeit, gut für feines Fahren -- aber der Strom „steht" lange.

Fast Decay (Rückspeisung). Die Diagonale wird umgepolt (oder alles aus): Der Strom wird gegen \(V_\text{Bus}\) durch die Dioden/Schalter der Gegenseite gedrückt und speist in den Zwischenkreis zurück. Schnelles Abklingen, präzise Stromumkehr -- aber mehr Welligkeit.

Mixed Decay. Kombination aus beidem, klassisch bei Schrittmotortreibern: fast decay zum schnellen Absenken, slow decay zum Halten.

Der Freilaufstrom sucht sich seinen Weg: links Slow Decay (Motor über beide Low-Side-Schalter kurzgeschlossen, Strom kreist), rechts Fast Decay (Strom wird über die Body-Dioden der Gegendiagonale in den Zwischenkreis zurückgedrückt).

Und womit der Strom freiläuft, ist die zweite Entscheidung:

• Body-Diode: Jeder MOSFET hat eine eingebaute Diode. Sie übernimmt automatisch -- kostet aber \(\approx 0{,}7\)--\(1\,\text{V}\) Flussspannung, bei Ampere-Strömen also spürbare Verlustleistung.
• Synchrongleichrichtung: Man schaltet den MOSFET, dessen Body-Diode gerade leitet, aktiv ein -- dann fließt der Strom durch den Kanal (\(I \cdot R_{DS(on)}\), viel weniger Verlust). Praktisch alle modernen Treiber machen das. Der Preis: Jetzt schalten auch im Freilauf aktive Schalter -- und das braucht saubere Totzeiten.

Reverse Recovery -- die Rechnung der Body-Diode

Hat eine Body-Diode geleitet und der gegenüberliegende Schalter schaltet ein, muss die Diode erst ihre Speicherladung \(Q_{rr}\) ausräumen. In dieser kurzen Zeit leitet sie rückwärts -- es entsteht ein Strom-Spike quer durch den Zweig, wie ein Mini-Shoot-through, mit Verlusten \(\propto Q_{rr} \cdot V_\text{Bus} \cdot f_\text{PWM}\) und ordentlich EMV-Störung. Deshalb ist die Dioden-Qualität (\(Q_{rr}\)) ein echtes Auswahlkriterium, kein Datenblatt-Kleingedrucktes.

Totzeit: klein, aber überall spürbar

In einem Zweig dürfen High-Side und Low-Side niemals gleichzeitig leiten -- sonst Shoot-through: ein Kurzschluss von \(V_\text{Bus}\) über beide FETs, im besten Fall Wirkungsgrad-Einbruch, im schlechtesten Zerstörung. Weil MOSFETs nicht ideal schnell abschalten und die Laufzeiten (Propagation Delay) der beiden Treiberkanäle streuen, fügt man eine Totzeit ein: eine kurze Phase (typisch einige 10 ns bis wenige µs), in der beide aus sind.

Was während der Totzeit passiert: Der Zweig ist „losgelassen". Die Ausgangsspannung wird jetzt nicht vom kommandierten Tastgrad bestimmt, sondern von der Body-Diode, die die momentane Stromrichtung vorgibt: Fließt der Strom aus dem Zweig heraus, klemmt die untere Diode den Knoten auf Masse; fließt er hinein, die obere auf \(V_\text{Bus}\).

Totzeit im Timing-Bild: In den grauen Fenstern sind beide Gates aus -- der Schaltknoten folgt nicht mehr dem Kommando, sondern der Body-Diode (hier: Strom fließt aus dem Knoten, die untere Diode klemmt auf −0,7 V).

Die Folge: Pro PWM-Periode entsteht ein kleiner Spannungsfehler, in erster Näherung

dessen Vorzeichen mit der Stromrichtung kippt. Bei rein unipolarem Strom ist das nur ein konstanter Tastgrad-Offset -- kaum der Rede wert. Aber sobald der Strom das Vorzeichen wechselt (bipolarer Betrieb, und erst recht die sinusförmigen Phasenströme eines BLDC), schlägt der Fehler genau am Stromnulldurchgang zu: Der Strom „klebt" kurz an der Null, die Stromform verzerrt, das Drehmoment welligt, der Motor brummt. Antriebsregler kompensieren das aktiv (Totzeit-Kompensation: Vorsteuerung nach gemessenem Stromvorzeichen).

Die Kette rückwärts gelesen: Je enger das Laufzeit-Matching der beiden Treiberkanäle und je definierter die Schaltflanken, desto kleiner darf die Totzeit sein -- desto kleiner die Verzerrung, desto leiser und glatter der Motor. Eine Datenblatt-Zeile („prop delay matching: x ns") wird ganz direkt zu hörbarem Motorverhalten.

Parasitäres Einschalten: der Miller-Effekt

Noch ein Shoot-through-Kanal, subtiler: Schaltet der eine Schalter im Zweig schnell ein, sieht der ausgeschaltete Nachbar eine steile Drain-Flanke. Die koppelt über die Gate-Drain-Kapazität \(C_{GD}\) (Miller-Kapazität) einen Stromimpuls ins Gate -- und wenn der über den Gate-Widerstand abfließen muss, hebt er \(V_{GS}\) an. Überschreitet der Buckel die Schwellspannung, schaltet der FET ungewollt kurz ein.

Gegenmittel im Treiber: ein Miller-Clamp (niederohmiger Zusatzpfad, der das Gate im Aus-Zustand hart festhält), negative Gate-Abschaltspannung, oder getrennte Ein-/Aus-Pfade (asymmetrische Gate-Widerstände: langsam einschalten für EMV, hart aus für Sicherheit).

Damit ist auch klar, warum die Schaltgeschwindigkeit (\(dV/dt\)) immer ein Kompromiss ist: schnell = wenig Schaltverluste, aber mehr EMV, mehr Miller-Kopplung, mehr Stress für Level-Shifter (CMTI) und Motor-Isolation. Viele Treiber machen die Flankensteilheit deshalb einstellbar (Gate-Widerstand, Slew-Rate-Steuerung).

Verluste: wo die Wärme herkommt

Zum Schluss die Energie-Bilanz der Brücke, in zwei Töpfen:

• Leitverluste: \(P_\text{cond} = I^2 \cdot R_{DS(on)}\) -- im Antriebspfad liegen immer zwei Schalter in Reihe. Dominiert bei niedriger PWM-Frequenz und hohen Strömen.
• Schaltverluste: \(P_\text{sw} \approx \tfrac{1}{2}\, V_\text{Bus}\, I \,(t_r + t_f)\, f_\text{PWM}\) -- während jeder Flanke liegen kurz Spannung und Strom gleichzeitig am Schalter an. Dominiert bei hoher Frequenz. Dazu kommen Freilauf- (Diode vs. Sync-Rect) und Reverse-Recovery-Verluste.

Die PWM-Frequenz ist damit ein Systemkompromiss: hoch genug für leisen, welligkeitsarmen Strom -- niedrig genug, dass die Schaltverluste nicht davonlaufen.

Vom Datenblatt zum Motorverhalten

Die Kurzfassung des ganzen Artikels als Übersetzungstabelle:

Weiterführendes

• Motortreiber und Motorcontroller -- Halbbrücke, H-Brücke und Treiber-ICs praktisch, mit Breakout-Boards
• Aktoren -- DC-Motoren, Servos, Schrittmotoren im Überblick
• Nächster Schritt (folgt): BLDC an der 3-Phasen-Brücke -- drei Halbbrücken, Kommutierung, und warum die Totzeit-Verzerrung dort erst richtig zuschlägt.